オペアンプの用途

オペアンプには、負帰還で使用するために最適化されたさまざまな用途があります。

正のフィードバックが必要な場合は、通常、コンパレータの方が適しています。詳細については、 「コンパレータのアプリケーション」を参照してください。

実用的な考慮事項

図1：抵抗を用いていくつかの非理想的なパラメータをモデル化したオペアンプの等価回路。実際のオペアンプは、有限の入力インピーダンス、非ゼロの出力インピーダンス、そして有限のゲインを持ちます。 ${\displaystyle R_{\text{in}}}$ ${\displaystyle R_{\text{out}}}$ ${\displaystyle G}$

この記事では、デバイスの選択や電源接続などの詳細を無視した簡略化された回路図表記法を使用しています。また、図1に示すような非理想的な特性は無視しています。

オペアンプのパラメータ要件

特定のデバイスをアプリケーションで使用するには、特定の要件を満たす必要があります。オペアンプは

• 大きなオープンループ信号ゲインを持ち（初期の集積回路の例では200,000の電圧ゲインが得られる）、
• フィードバック ネットワークに存在する値に対して入力インピーダンスが大きい。

これらの要件が満たされると、仮想グランドの方法を使用して、オペアンプ回路の動作を迅速かつ直感的に把握できます。

コンポーネント仕様

実際のソリッドステートオペアンプ回路で使用される抵抗は、通常kΩ程度です。1MΩを大幅に超える抵抗は、過度の熱雑音を引き起こし、バイアス電流やリーク電流による回路動作に大きな誤差が生じやすくなります。

入力バイアス電流と入力オフセット

実際のオペアンプは、バイアス要件（バイポーラ接合トランジスタベースの入力の場合）またはリーク（MOSFET ベースの入力の場合）により、各入力から少量の電流を消費します。

これらの電流は入力に接続された抵抗を流れ、抵抗間に小さな電圧降下を引き起こします。フィードバックネットワークを適切に設計することで、後述するように、入力バイアス電流とコモンモードゲインに関連する問題を軽減できます。経験則として、各入力端子から見て外側のインピーダンスが同一になるようにしてください。

入力バイアス電流が一致しない場合、実効入力オフセット電圧が発生し、回路性能に問題が生じる可能性があります。多くの市販オペアンプは、オペアンプを調整して入力をバランスさせる手段を提供しています（例えば、ポテンショメータに接続された外部電圧源と相互作用する「オフセットヌル」ピンまたは「バランス」ピンなど）。あるいは、オフセットの影響を相殺するために、入力の1つに調整可能な外部電圧を加えることもできます。設計上、1つの入力をグランドに短絡する必要がある場合、その短絡を可変抵抗に置き換え、調整することでオフセットの問題を軽減できます。

MOSFETベースの入力段を使用するオペアンプには入力リーク電流がありますが、多くの設計では無視できるほど小さい値になります。

電源の影響

以下の（簡略化された）オペアンプ設計では電源は示されていませんが、それでも電源は存在し、オペアンプの回路設計において重要になることがあります。

供給ノイズ

電源の不完全性（例：電源信号のリップル、非ゼロのソースインピーダンス）は、オペアンプの理想的な動作から顕著な逸脱を引き起こす可能性があります。例えば、オペアンプには、出力が電源入力に現れる信号をどの程度除去できるかを示す電源電圧変動除去比（PSR）が指定されています。大規模設計では、電源が設計内のほぼすべてのコンポーネントで使用され、インダクタンス効果によってすべてのコンポーネントに瞬時に電流が供給されるのが妨げられるため、電源入力にノイズが多く発生することがよくあります。その結果、あるコンポーネントが大量の電流を必要とする場合（例：ある状態から別の状態へ頻繁に切り替わるデジタルコンポーネント）、近くのコンポーネントの電源接続部で電圧降下が発生する可能性があります。この問題は、各電源ピンとグランド間に接続されたバイパスコンデンサを適切に使用することで軽減できます。あるコンポーネントが急激な電流を必要とする場合、近くのコンデンサから直接電流を受け取ることで（コンデンサはその後、電源によってゆっくりと再充電されます）、そのコンポーネントは電源をバイパスできます。

信号経路で電源電流を使用する

さらに、電源からオペアンプに引き込まれる電流は、オペアンプの機能を拡張する外部回路への入力として使用することができます。例えば、オペアンプは、その出力がアンプの安全範囲外の信号を生成する必要があるため、特定の高ゲインアプリケーションには適さない場合があります。このような場合、外付けのプッシュプルアンプをオペアンプへの入出力電流によって制御することができます。これにより、オペアンプ自体は工場出荷時に指定された範囲内で動作しながら、負帰還経路にはその範囲をはるかに超える大きな出力信号を含めることができます。^[1]

アンプ

最初の例は差動増幅器であり、この差動増幅器から、反転増幅器、非反転増幅器、加算増幅器、電圧フォロワ、積分器、微分器、ジャイレータなど、他の多くのアプリケーションを派生することができます。

差動増幅器（ディファレンスアンプ）

入力間の電圧差を増幅します。

「差動増幅器」という名称は、このページにも記載されている「微分器」と混同しないでください。

このページにも示されている「計装アンプ」は、差動アンプを改良したもので、高入力インピーダンスも提供します。

図に示す回路は、2つの電圧の差をゲイン係数で乗じて計算します。出力電圧は

${\displaystyle V_{\text{out}}={\frac {\left(R_{\text{f}}+R_{1}\right)R_{\text{g}}}{\left(R_{\text{g}}+R_{2}\right)R_{1}}}V_{2}-{\frac {R_{\text{f}}}{R_{1}}}V_{1}=\left({\frac {R_{1}+R_{\text{f}}}{R_{1}}}\right)\cdot \left({\frac {R_{\text{g}}}{R_{\text{g}}+R_{2}}}\right)V_{2}-{\frac {R_{\text{f}}}{R_{1}}}V_{1}.}$

または、共通モード入力V _comと差動入力V _difの関数として表されます。

${\displaystyle V_{\text{com}}=(V_{1}+V_{2})/2;V_{\text{dif}}=V_{2}-V_{1},}$

出力電圧は

${\displaystyle V_{\text{out}}{\frac {R_{1}}{R_{\text{f}}}}=V_{\text{com}}{\frac {R_{1}/R_{\text{f}}-R_{2}/R_{\text{g}}}{1+R_{2}/R_{\text{g}}}}+V_{\text{dif}}{\frac {1+(R_{2}/R_{\text{g}}+R_{1}/R_{\text{f}})/2}{1+R_{2}/R_{\text{g}}}}.}$

この回路が入力端子の電圧差に比例した信号を生成するためには、V _com項（同相モードゲイン）の係数がゼロでなければならない、つまり

${\displaystyle R_{1}/R_{\text{f}}=R_{2}/R_{\text{g}}.}$

この制約^[注1]を課すと、この回路の同相除去比は無限に大きくなり、出力は

${\displaystyle V_{\text{out}}={\frac {R_{\text{f}}}{R_{1}}}V_{\text{dif}}={\frac {R_{\text{f}}}{R_{1}}}\left(V_{2}-V_{1}\right),}$

ここで、単純な式R _f / R ₁は差動増幅器の閉ループゲインを表します。

閉ループゲインが1である特殊なケースは差動フォロワであり、

${\displaystyle V_{\text{out}}=V_{2}-V_{1}.}$

反転増幅器

反転増幅器は差動増幅器の特殊なケースであり、非反転入力V ₂は接地され、反転入力V _{1は上記の}V _inと同一である。閉ループ利得はR _f / R _{in で}あり、したがって

${\displaystyle V_{\text{out}}=-{\frac {R_{\text{f}}}{R_{\text{in}}}}V_{\text{in}}\!\,}$。

上記の簡略化された回路は、R ₂とR _{gが非常に小さい場合の差動増幅器に似ています。ただし、この場合、} R _fとR _inの不整合により、回路は入力バイアス電流ドリフトの影響を受けやすくなります。

上記のゲイン方程式を直感的に理解するには、 Rの電流を計算し_ます。

${\displaystyle i_{\text{in}}={\frac {V_{\text{in}}}{R_{\text{in}}}}}$

次に、この同じ電流がR _fを通過しているはずなので、（V ₋ = V ₊ = 0 であるため）次の式が成り立つことを思い出してください。

${\displaystyle V_{\text{out}}=-i_{\text{in}}R_{\text{f}}=-V_{\text{in}}{\frac {R_{\text{f}}}{R_{\text{in}}}}}$

機械的な例えはシーソーで、V ₋ノード（R _inとR _fの間）を支点として接地電位にある。V _{in は}支点からR in の距離にあり、V _outはR f_の距離_にある。V _{in が}「地面より下」に下がると、出力V _{out は}シーソーのバランスをとるために比例して上昇し、逆もまた同様である。^[2]

オペアンプの負入力は仮想グランドとして機能するため、この回路の入力インピーダンスはR _inに等しくなります。

非反転増幅器

非反転増幅器は差動増幅器の特殊なケースであり、その回路の反転入力V ₁は接地され、非反転入力V _{2は上記の}V _inと同一であり、R ₁ ≫ R ₂である。上記の回路を参照すると、

${\displaystyle V_{\text{out}}=\left(1+{\frac {R_{\text{2}}}{R_{\text{1}}}}\right)V_{\text{in}}\!\,}$。

このゲイン方程式を直感的に理解するには、仮想接地技術を使用して抵抗器R ₁の電流を計算します。

${\displaystyle i_{1}={\frac {V_{\text{in}}}{R_{1}}}\,,}$

次に、同じ電流がR ₂を通過しているはずなので、次の式が成り立ちます。

${\displaystyle V_{\text{out}}=V_{\text{in}}+i_{1}R_{2}=V_{\text{in}}\left(1+{\frac {R_{2}}{R_{1}}}\right)}$

反転増幅器とは異なり、非反転増幅器のゲインは 1 未満にすることはできません。

機械的な例えとして、クラス2のレバーを挙げることができます。レバーの一方の端子R ₁を支点として、接地電位にしています。V _{in は}支点からR 1 の距離にあり、V _outはさらにR ₂の距離にあります。V in が「地面より上」に上昇すると、_出力V _outもレバーに_比例して上昇します。

簡略化された非反転増幅器の入力インピーダンスは高いです。

${\displaystyle Z_{\text{in}}=(1+A_{\text{OL}}B)Z_{\text{dif}}}$

ここで、Z _difはオペアンプの差動信号に対する入力インピーダンス、A _OLはオペアンプの開ループ電圧ゲイン（周波数によって変化）、Bは帰還係数（出力信号のうち入力に戻る割合）です。 ^{[3] [4]}理想的なオペアンプの場合、A _OLとZ _{dif が無限大であれば、入力インピーダンスも無限大になります。しかし、この場合、オペアンプの}V ₊入力とV ₋入力を駆動するインピーダンスの不整合により、回路は入力バイアス電流ドリフトの影響を受けやすくなります。

フィードバック ループも同様に出力インピーダンスを低下させます。

${\displaystyle Z_{\text{out}}={\frac {Z_{\text{OL}}}{1+A_{\text{OL}}B}}}$

ここでZout_はフィードバック付き出力インピーダンス、ZOL_は開ループ出力インピーダンスである。^[4]

電圧フォロワ（ユニティバッファアンプ）

負荷効果を排除するためのバッファ アンプとして使用されます(例:ソース インピーダンスの高いデバイスを入力インピーダンスの低いデバイスに接続する)。

${\displaystyle V_{\text{out}}=V_{\text{in}}\!}$

${\displaystyle Z_{\text{in}}=\infty }$（現実的には、オペアンプ自体の差動入力インピーダンス（1 MΩ～1 TΩ）にオペアンプのオープンループゲインを掛け合わせたもの）

実際のオペアンプは、強力な（ユニティゲイン）フィードバックと特定の非理想的な特性を持つため、このフィードバックシステムは安定性マージンが乏しくなる傾向があります。その結果、十分な容量性負荷に接続するとシステムが不安定になる可能性があります。このような場合、遅延補償ネットワーク（例えば、負荷を抵抗を介して電圧フォロワに接続する）を使用して安定性を回復できます。オペアンプのメーカーデータシートには、外部補償ネットワークの部品選択に関するガイドラインが記載されている場合があります。あるいは、より適切な内部補償を備えた別のオペアンプを選択することもできます。

入力インピーダンスと出力インピーダンスは、非反転増幅器と同様にフィードバックループの影響を受け、B = 1となる。^{[3] [4]}

加算増幅器

加算増幅器は、複数の（重み付けされた）電圧の合計の負の値を生成します。

${\displaystyle V_{\text{out}}=-R_{\text{f}}\left({\frac {V_{1}}{R_{1}}}+{\frac {V_{2}}{R_{2}}}+\cdots +{\frac {V_{n}}{R_{n}}}\right)}$

• 、および独立 ${\displaystyle R_{1}=R_{2}=\cdots =R_{n}}$ ${\displaystyle R_{\text{f}}}$

${\displaystyle V_{\text{out}}=-{\frac {R_{\text{f}}}{R_{1}}}(V_{1}+V_{2}+\cdots +V_{n})\!}$

• いつ ${\displaystyle R_{1}=R_{2}=\cdots =R_{n}=R_{\text{f}}}$

${\displaystyle V_{\text{out}}=-(V_{1}+V_{2}+\cdots +V_{n})\!}$

• n番目の入力の入力インピーダンスは（仮想グランド） ${\displaystyle Z_{n}=R_{n}}$ ${\displaystyle V_{-}}$

計装アンプ

非常に高い入力インピーダンス、高い同相除去、低いDCオフセット、および非常に正確で低ノイズの測定に使用されるその他の特性 を兼ね備えています。

• 差動増幅器の各入力に非反転バッファを追加して入力インピーダンスを増加させることによって作られます。

発振器

ウィーンブリッジ発振器

歪みの極めて少ない正弦波を生成します。電球またはダイオードによる負の温度補償を使用します。

フィルター

オペアンプはアクティブフィルタの構築に使用でき、ハイパス、ローパス、バンドパス、リジェクト、遅延機能を提供します。オペアンプは入力インピーダンスとゲインが高いため、素子値を簡単に計算でき、フィルタ内の段や後段の負荷効果をほとんど気にすることなく、任意のフィルタトポロジを正確に実装できます。ただし、アクティブフィルタを実装できる周波数には制限があり、アンプの動作がフィルタの基本設計で想定された理想的な動作から大きく逸脱すると、フィルタ性能が低下します。

コンパレータ

オペアンプは、必要に応じてコンパレータとして動作させることができます。入力電圧のわずかな差でも非常に大きく増幅され、出力は電源電圧近くまで振幅します。しかし、通常は専用のコンパレータを使用する方が適切です。コンパレータの出力はスルーレートが高く、どちらの電源レールにも到達できるためです。一部のオペアンプは入力にクランプダイオードを備えており、コンパレータとしての使用を妨げます。^[5]

統合と差別化

反転積分器

積分器は主にアナログコンピュータ、アナログ-デジタルコンバータ、波形整形回路で使用されます。簡単なバージョンは以下のとおりです。

理想的な要素を仮定すると、入力信号（ 倍）をt _0からt ₁までの時間間隔にわたって積分し、 t = t ₁の時点で次の出力電圧を生成します。 ${\displaystyle -{\tfrac {1}{RC}}}$

${\displaystyle V_{\text{out}}(t_{1})=V_{\text{out}}(t_{0})-{\frac {1}{RC}}\int _{t_{0}}^{t_{1}}V_{\text{in}}(t)\,dt,}$

ここで、V _out ( t ₀ ) は時刻t = t ₀におけるコンデンサの初期電圧です。言い換えれば、回路の出力電圧は時間間隔にわたって入力電圧の時間積分に比例した量だけ変化します。

${\displaystyle -{\frac {1}{RC}}\int _{t_{0}}^{t_{1}}V_{\text{in}}(t)\,dt.}$

この回路は、DC に単極を持つアクティブローパス 電子フィルタとして考えることができます(つまり、)。 ${\displaystyle \omega =0}$

その実用性には重大な問題が存在します。コンデンサを定期的に放電しないと、出力電圧は最終的にオペアンプの動作範囲外にドリフトしてしまいます。これは、以下のいずれかの要因が組み合わさって発生する可能性があります。

• 入力V _inの非ゼロDC成分、
• オペアンプの入力バイアス電流がゼロではない、
• オペアンプの入力オフセット電圧がゼロではない。^[6]

次の少し複雑な回路は、2 番目と 3 番目の問題を改善でき、場合によっては 1 番目の問題も改善できますが、統合の帯域幅が制限されます。

ここで、帰還抵抗R _{fはコンデンサC f}の放電経路を提供します。非反転入力の直列抵抗R _{nは、並列抵抗R i} || R _fに設定することで、入力バイアス電流とコモンモードの問題を軽減します。

${\displaystyle R_{\text{n}}=R_{\text{i}}||R_{\text{f}}={\frac {1}{{\frac {1}{R_{\text{i}}}}+{\frac {1}{R_{\text{f}}}}}}\,.}$

オペアンプ積分器§ 実際の回路では、出力ドリフトによって小さな有限のDC誤差電圧が追加されることを説明しています。

${\displaystyle V_{\text{error}}=\left({\frac {R_{\text{f}}}{R_{\text{i}}}}+1\right)\left(V_{\text{OS}}+I_{\text{B-}}\left(R_{\text{f}}\parallel R_{\text{i}}\right)\right).}$

この回路は、カットオフ周波数まで平坦な応答を持つ 1 次ローパス フィルタであるため、そのカットオフよりも大幅に高い周波数に対してのみ積分器として機能します。 ${\displaystyle {\tfrac {1}{2\pi C_{f}R_{f}}}}$

反転微分器

理想的な要素を想定すると、この回路は信号（ 倍）を時間とともに微分します。 ${\displaystyle -RC}$

${\displaystyle V_{\text{out}}=-RC{\frac {dV_{\text{in}}}{dt}},}$

ここで、およびは時間の関数です。 ${\displaystyle V_{\text{in}}}$ ${\displaystyle V_{\text{out}}}$

反転微分器の伝達関数は、原点（すなわち、角周波数）に単一の零点を持ちます。微分増幅器のハイパス特性は、回路をアナログサーボループ（例えば、大きな微分ゲインを持つPIDコントローラ）で使用する場合、安定性に問題を引き起こす可能性があります。特に、根軌跡解析からわかるように、フィードバックゲインを増加させると、閉ループ極は微分器によって導入されたDC零点において限界安定性へと向かいます。 ${\displaystyle \omega =0}$

合成要素

インダクタンスジャイレータ

インダクタをシミュレートします（つまり、高価なインダクタを使用せずにインダクタンスを提供します）。この回路は、コンデンサを流れる電流が、時間の経過とともにインダクタの両端の電圧として変化するという事実を利用します。この回路で使用されるコンデンサは、シミュレートするインダクタよりも幾何学的に小さく、その静電容量は環境変化による値の変化の影響を受けにくくなっています。この回路が物理的なインダクタよりも優れている可能性がある用途としては、可変インダクタンスのシミュレートや非常に大きなインダクタンスのシミュレートが挙げられます。

この回路は、インダクタの逆起電力特性に依存するアプリケーションでは使用が制限されます。これは、この効果がジャイレータ回路内でオペアンプの電圧供給に制限されるためです。

負性インピーダンス変換器（NIC）

任意の信号発生器に対して負の値を持つ抵抗器を作成します。

この場合、入力電圧と入力電流（つまり入力抵抗）の比は次のように表されます。

${\displaystyle R_{\text{in}}=-R_{3}{\frac {R_{1}}{R_{2}}}.}$

一般に、コンポーネント、、 は抵抗器である必要はなく、インピーダンスで記述できる任意のコンポーネントにすることができます。 ${\displaystyle R_{1}}$ ${\displaystyle R_{2}}$ ${\displaystyle R_{3}}$

非線形

高精度整流器

パッシブ整流器の回路では、順方向バイアスされたダイオードの両端に生じる電圧降下V _{Fは望ましくありません。このアクティブバージョンでは、負帰還ループにダイオードを接続することでこの問題を解決します。オペアンプは負荷両端の出力電圧と入力電圧を比較し、自身の出力電圧を}V _Fの値に応じて増加させます。その結果、電圧降下V _{Fが補償され、回路は}V _F = 0 V の理想（スーパー）ダイオードとほぼ同等の動作をします。

この回路は、負帰還が遅いことと、多くの非理想的なオペアンプのスルーレートが低いことから、高周波数では速度制限があります。

指数関数的な出力

ショックレーのダイオード方程式は、理想的な半導体ダイオードの電流と電圧の関係を示します。

${\displaystyle I_{\text{D}}=I_{\text{S}}\left(e^{\frac {V_{\text{D}}}{V_{\text{T}}}}-1\right),}$

ここで、 は飽和電流、はダイオードの順方向電圧、 は熱電圧（室温で約26 mV）です。ダイオードの電流が指数関数にほぼ比例する場合、次の式が成り立ちます。 ${\displaystyle I_{\text{S}}}$ ${\displaystyle V_{\text{D}}}$ ${\displaystyle V_{\text{T}}}$ ${\displaystyle V_{\text{D}}\gg V_{\text{T}},}$

${\displaystyle I_{\text{D}}\simeq I_{\text{S}}e^{\frac {V_{\text{D}}}{V_{\text{T}}}}.}$

オペアンプの反転入力は仮想的に接地されており、理想的には電流を消費しません。したがって、出力電圧は次のようになります。

${\displaystyle V_{\text{out}}=-RI_{\text{D}}.}$

したがって、出力電圧は入力電圧の指数関数とほぼなります。 ${\displaystyle V_{\text{out}}}$ ${\displaystyle V_{\text{in}}}$

${\displaystyle V_{\text{out}}\simeq -RI_{\text{S}}e^{\frac {V_{\text{in}}}{V_{\text{T}}}}\,.}$

この実装では、温度安定性やその他の非理想的な効果は考慮されません。

対数出力

対数は指数関数の逆関数であるため、上記の指数出力回路は、ダイオードをオペアンプのフィードバック パスに交換してログ アンプを形成することによって再構成できます。

オペアンプの反転入力は実質的に接地されており、理想的には電流を消費しないため、抵抗器とダイオードを通ってソースから流れる電流は次のようになります。 ${\displaystyle V_{\text{out}}{=}V_{\text{D}}}$

${\displaystyle {\frac {V_{\text{in}}}{R}}=I_{\text{R}}=I_{\text{D}},}$

ここでダイオードを流れる電流は、前述のとおりおおよそ次のとおりです。 ${\displaystyle I_{\text{D}}}$

${\displaystyle I_{\text{D}}\simeq I_{\text{S}}e^{\frac {V_{\text{D}}}{V_{\text{T}}}}.}$

を解くと、入力電圧と出力電圧の間にはほぼ対数関係が得られます。 ${\displaystyle V_{\text{out}}}$ ${\displaystyle V_{\text{in}}}$ ${\displaystyle V_{\text{out}}}$

${\displaystyle V_{\text{out}}\simeq -V_{\text{T}}\ln \left({\frac {V_{\text{in}}}{I_{\text{S}}R}}\right)\,.}$

この実装では、温度安定性やその他の非理想的な効果は考慮されません。

区分線形出力

区分線形関数は、非線形関数を連結された線分の列として近似することができます。正弦波や平方根のようなゲイン圧縮回路は、抵抗分圧回路によって決定される傾きを持つ線分をダイオードまたはトランジスタで切り替えます。オペアンプのフィードバックとして圧縮回路を使用することで、拡張回路を構築できます。^[7]

温度補償圧縮

温度補償3セグメント圧縮機能

^{「温度補償型3セグメント圧縮関数」 [8] [9]}の回路図は、後続の各線分が伝達関数の急峻さを低下させるゲイン圧縮伝達関数を生成します。小信号の場合、トランジスタQ2とQ3はベース電流をほとんど発生しないため、回路のゲインはR2の帰還抵抗をR1の入力抵抗で割った値のみで決定されます。出力電圧が約2V（正確な電圧はR3、R4、および-15V電源に依存）を超えるとQ3は飽和するため、回路の帰還抵抗はR2と並列に接続されたR4によって決定され、ゲインが低下します。出力電圧がさらに上昇するとQ2は飽和するため、並列帰還抵抗にR6が加わることで回路のゲインは再び低下します。温度補償トランジスタQ4とQ1は、Q3とQ2の温度に依存するp-n接合ベース-エミッタ間順方向電圧降下を打ち消します。同様の方法で、抵抗-トランジスタ-抵抗器のチェーン（R5、Q2、R6のチェーン、またはR3、Q3、R4のチェーンで抵抗値が異なるもの）のコピーを追加することで、入力をさらに圧縮することができます。この回路の圧縮機能は負の入力に対してのみ機能します。ダイオードD1は、正の入力が印加された場合、出力をゼロに強制します。

その他のアプリケーション

• オーディオおよびビデオプリアンプとバッファ
• フィルター
• 電圧レギュレータと電流レギュレータ
• アナログ-デジタルコンバータ
• デジタル-アナログコンバータ
• 電圧クランプ
• 発振器と波形発生器
• アナログコンピュータ
• 静電容量乗算器
• チャージアンプ

参照

• 電流帰還型オペアンプ
• 周波数補償
• オペアンプ
• オペレーショナルトランスコンダクタンスアンプ
• トランスインピーダンスアンプ

注記

1. 関係式の左側を反転入力の閉ループゲイン、右側を非反転入力のゲインと考えると、これら 2 つの量を一致させることで、およびの共通モード電圧に影響されない出力が得られます。 ${\displaystyle V_{1}}$ ${\displaystyle V_{2}}$

参考文献

1. ポール・ホロウィッツとウィンフィールド・ヒル著『エレクトロニクスの芸術』第2版、ケンブリッジ大学出版局、ケンブリッジ、1989年ISBN 0-521-37095-7
2. 基礎エレクトロニクス理論、Delton T. Horn著、第4版、McGraw-Hill Professional、1994年、342～343ページ。
3. 「ネガティブフィードバックの利点」HyperPhysics . 2018年5月7日閲覧。
4. シンプソン, ロバート・E. (1987). 「7.2 負電圧フィードバック」.科学者とエンジニアのための入門電子工学（第2版）. ボストン: アリン・アンド・ベーコン. p. 291. ISBN 0205083773. OCLC  13821010.負帰還のない増幅器の入力インピーダンスは、負帰還を追加することによって増加します。.. .. 出力インピーダンスは減少します。.. ${\displaystyle Z_{\mathrm {inf} }=(1+A_{0}B)Z_{\mathrm {ino} }}$ ${\displaystyle Z_{\mathrm {outf} }=Z_{\mathrm {out} }/(1+A_{0}B)}$
5. 「オペアンプをコンパレータとして使用することは問題ありませんか? - the Signal - アーカイブ - TI E2E サポート フォーラム」。
6. 「AN1177 オペアンプの高精度設計：DC誤差」（PDF）マイクロチップ社 2008年1月2日オリジナルより2019年7月9日時点のアーカイブ（PDF） 。 2012年12月26日閲覧。
7. Kuhn, Kenneth A. (2004-03-24). 「区分線形回路」(PDF) .
8. 「AN-4モノリシックオペアンプ - 汎用リニアコンポーネント」(PDF) . Texas Instruments . 1968年4月.
9. 「ナショナルセミコンダクター アプリケーションノート31」（PDF）。2002年9月。

さらに読む

外部リンク

• 「単電源オペアンプ回路集」（PDF）。 （163  KB）
• 「オペアンプ回路集」（PDF）。 （2980 キロバイト）
• 「アンプ アプリケーションのコレクション」(PDF)。 (1.06  MiB )  –アナログ・デバイセズの アプリケーションノート
• 「基本的なオペアンプのアプリケーション」(PDF)。 （173  KB）
• 「オペアンプ応用ハンドブック」(PDF)。 (2.00  MiB )  – Texas Instruments アプリケーションノート
• オペアンプを用いたローサイド電流検出 Archived 2009-04-08 at the Wayback Machine
• 「対数/逆対数ジェネレータ、立方体ジェネレータ、乗算/除算アンプ」（PDF）。2008年5月9日にオリジナル（PDF）からアーカイブ。 （165  KB）
• 線形可変成分からの対数可変ゲイン
• DH Sheingoldによるオペアンプを使用したインピーダンスとアドミタンスの変換
• 高速アンプ技術は、写真と実際の波形で非常に実用的で読みやすいです
• 未使用のオペアンプを適切に終端する

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